鉅大LARGE | 點擊量：1409次 | 2020年05月15日
并聯(lián)型高頻開關直流電源的系統(tǒng)設計
0概述
近幾年來，各式各樣的開關電源以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率越來越得到廣泛的應用。隨著電力系統(tǒng)自動化程度的提高，特別是其保護裝置的微機化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求不斷提高。電源中磁性元件和散熱器件成了提高功率密度的巨大障礙。開關頻率的提高可以使開關變換器(特別是變壓器、電感等磁性元件以及電容)的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。另外，提高開關頻率可以降低開關電源的音頻噪聲和改善動態(tài)響應。但是由于開關管的通斷控制與開關管上流過的電流和兩端所加的電壓無關，而早期的脈寬調制(pWM)開關電源工作在硬開關模式，在硬開關中功率開關管的開通或關斷是在器件上的電壓或電流不等于零的狀態(tài)下強迫進行的，電路的開關損耗很大，開關頻率越高，損耗越大，不但新增了熱設計的難度而且大大降低了系統(tǒng)得可靠性，這使得pWM開關技術的高頻化受到了許多的限制。
根據高頻電力操作電源的設計要求，結合實際的相關經驗和實驗結果選擇合適的開關器件，設計出穩(wěn)定可靠、性能優(yōu)越的控制電路、驅動電路、緩沖電路以及重要的磁性元器件。對最大電流自動均流法的工作原理以及系統(tǒng)穩(wěn)定性進行了較為深入的研究。采用均流控制芯片UC3907設計了電源的均流控制電路，使模塊單元具有可并聯(lián)功能，可以實現(xiàn)多電源模塊并聯(lián)組成更大功率的電源系統(tǒng)。
1系統(tǒng)原理的設計思想
在設計大型的開關電源模塊時，首先要對系統(tǒng)有一個整體的規(guī)劃，以便于設計整體結構及相應的輔助電源。高頻開關直流電源系統(tǒng)的總體框圖。（如圖1）。
2控制主電路設計
2.1電壓電流雙環(huán)控制
圖2平均電流模式控制原理圖
控制方式有恒壓和恒流兩種工作方式。當D1導通時，電路工作在恒流模式，此時，電壓環(huán)不起用途，電路相當于單環(huán)控制。當D1截止時，電路工作在恒壓模式下，電路采用串級雙環(huán)控制，電流環(huán)作為電壓環(huán)的內環(huán)，電壓環(huán)pI調節(jié)器的輸出Ue作為電流環(huán)pI調節(jié)器的給定。其電路方框圖（如圖3）所示，在設計參數時，先設計電流環(huán)的調節(jié)器，獲得穩(wěn)定的內環(huán)，然后得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數Tic(s)，并將其作為電壓環(huán)的一個環(huán)節(jié)，（如圖4）所示，然后設計電壓環(huán)的調節(jié)器。這種控制方式的最大的優(yōu)點是很好地解決了電路的限流問題，使電路具有最快的限流響應速度。而且可以通過調節(jié)電阻R3，減小D1管壓降的變化量，以提高這種控制方式的穩(wěn)流精度。
H為輸出電壓采樣系數，
Ki為電感電流采樣系數；
FM為脈寬調制器的傳遞函數，F(xiàn)M=1/Upp，（Upp為三角波峰峰值）；
圖3雙環(huán)控制模式下的電路方框圖
圖4電壓外環(huán)等效方框圖
GV(s)為電壓環(huán)pI調節(jié)器的傳遞函數：
Gi(s)為電流環(huán)pI調節(jié)器的傳遞函數：
Gdi(s)為主電路的占空比對電感電流的開環(huán)傳遞函數
忽略輸出濾波電感電容的等效電阻的影響
式中：
Udc輸入直流母線電壓；
n為副邊與原邊的匝比
L為輸出濾波電感值；
RL為濾波電感的電阻；
C為輸出濾波電容；
RC為濾波電容的串聯(lián)等效電阻；
R為負載電阻。
Z(s)為負載和輸出電容支路的并聯(lián)阻抗：
由圖3可得，電流環(huán)（內環(huán)）的閉環(huán)傳遞函數為：
然后由等效方框圖圖4可得，補償前電壓環(huán)的開環(huán)傳遞函數為：
[page]3控制電路設計
采用集成芯片UC3525外加運放構成平均電流模式控制電路并用單片UC3525外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號（如圖5）。
1）外環(huán)控制。電壓給定信號與輸出電壓反饋信號經運放U1補償比較得Ue，接到UC3525的內部誤差放大器正相輸入端2腳作為反饋電流的控制信號Uip。當輸出電流超過給定限流值時，D11導通，Uip被嵌在給定限流值上。
2）內環(huán)控制。采樣電阻檢測輸出電流并通過電流檢測放大器得電流反饋信號。接到UC3525的內部誤差放大器反相輸入端的1腳，與Uip進行比較。UC3525的9腳為反饋補償端。
3）有限雙極性控制。UC3525的4腳為同步信號輸出，該信號作為D觸發(fā)器U3的時鐘信號，U3的Q端(1腳)和端(2腳)既可得到占空比為50％相位相差180的兩組脈沖，Q11、Q12用于控制死區(qū)時間。
圖5單片UC3525構成有限雙極性控制原理圖
4驅動電路設計
在IGBT的使用過程中，驅動電路選擇的合理性和設計是否正確是影響其推廣使用的問題之一。IGBT的通態(tài)電壓、開關時間、開關損耗、承受短路能力以及dv/dt電流等參數均與門極驅動條件密切相關。
IGBT的驅動電路原理圖如圖6所示。
圖中Q1為由控制電路出現(xiàn)的驅動信號輸入，fault為本驅動電路在檢測到過流等故障時發(fā)出的故障檢測信號。C1、G1、E1分別接IGBT的源柵漏級。驅動電路的供電，采用單電源加穩(wěn)壓管的方式。
關于M57962AL驅動電路，在以下兩種情況容易導致驅動電路失去負偏壓：一是出現(xiàn)負偏壓的穩(wěn)壓二極管D2被擊穿短路；二是驅動電路在單電源供電時，因失去電源供電電壓的時候。此時若按傳統(tǒng)的M57962AL單電源供電的典型接法（如圖7），并沒有保護信號給出，易造成IGBT的損壞
圖6IGBT的驅動電路原理圖
針對上述所說的情況，對M57962AL的外圍電路進行了一些改進（如圖7）所示。在正常情況下，D4導通，M57962AL的8腳為高電平，D1截止，VT導通，光耦輸出呈低阻態(tài)，故障信號為低電平，表現(xiàn)為無故障。過流保護時，D4截止，M57962AL的8腳為低電平，D1導通，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，故障信號為高電平，表現(xiàn)為有故障發(fā)生。假如穩(wěn)壓二極管D2擊穿短路，則D4截止，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，同樣給出故障信號。假如驅動電路失去+24V電壓，則光耦無電流流過，仍然表現(xiàn)為故障保護。這樣就防止了IGBT因為失去負偏壓或者失去供電而導致?lián)p壞。
圖7M57962AL的典型接法
5結束語
針對高頻開關電力操作電源的技術要求，對開關電源的控制電路、驅動電路、緩沖電路及重要磁元件進行了設計、優(yōu)化。隨著電力電子技術的不斷發(fā)展，也必將推動高頻開關電源朝著更大規(guī)模的方向發(fā)展。
參考文獻
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