基于超級電容預(yù)儲能的電車充電站， 采用三相四線PWM 整流裝置實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流?？紤]到安全性， 采用隔離DC/DC 變換器將超級電容組與電網(wǎng)電氣隔離。提高開關(guān)管頻率能夠有效減小高頻變壓器體積， 而低電壓等級的開關(guān)管具有較高的工作頻率。采用隔離三電平DC/DC 變換器拓?fù)洌?使開關(guān)管電壓應(yīng)力減小為直流母線電壓的一半[3]， 可以選用低電壓等級開關(guān)管， 從而提高變換器開關(guān)頻率， 減小高頻隔離變壓器體積。充電站超級電容組充電拓?fù)淙鐖D2 所示。

圖2 充電站超級電容組充電拓?fù)?/p>

充電站超級電容組充電拓?fù)錇? 級結(jié)構(gòu)， 前級為PWM 整流裝置， 實(shí)現(xiàn)復(fù)雜電網(wǎng)條件下的單位功率因數(shù)整流， 將交流電變換為直流電；后級隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電。采用三相四線制PWM 整流器， 為隔離三電平DC/DC 變換器提供2 路串聯(lián)相等的電壓。隔離三電平DC/DC 變換器能夠有效減小開關(guān)管電壓應(yīng)力， 提高開關(guān)頻率， 且開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關(guān)[4]，進(jìn)一步提高開關(guān)管頻率。開關(guān)頻率的提高能夠有效減小高頻變壓器體積。

1.2 基于超級電容預(yù)儲能的充電站運(yùn)行分析

基于超級電容預(yù)儲能的電車充電站運(yùn)行為：在電車進(jìn)站前， 為充電站超級電容組預(yù)充電；當(dāng)電車進(jìn)站后， 將充電站超級電容組能量通過大功率非隔離DC/DC 變換器轉(zhuǎn)移至車載超級電容組，并將車載超級電容組充滿。由于電車在不同負(fù)載下剩余電荷不同， 因此在電車充電后， 充電站超級電容組剩余電荷量不同。圖3 給出了電車充電后超級電容組SOC（荷電狀態(tài)）。如圖3（a）所示，電車負(fù)荷較大時(shí)， 電車充電前剩余電荷量較小，充電后充電站電容組剩余電荷量較??；如圖3（b）所示， 電車負(fù)荷較小時(shí)， 電車充電前剩余電荷量較大， 充電后充電站電容組剩余電荷量較大。

電車每次充電前， 應(yīng)將充電站的超級電容組充至滿電， 以適用于不同的電車負(fù)荷。充電站超級電容組預(yù)充電方式主要分為最大電流充電與連續(xù)電流充電2 種， 如圖4 所示。

圖3 電車充電后超級電容組SOC

圖4 充電站超級電容組充電方式

最大電流充電方式如圖4（a）所示， 時(shí)間（t0～t2）， （t3～t5）為充電站超級電容組預(yù)充電階段， 采用最大充電電流I omax 為其充電；時(shí)間（t2～t3）， （t5～t6）為電車進(jìn)站， 充電站超級電容組的能量轉(zhuǎn)移至車載超級電容組。由于采用最大電流為充電站超級電容組預(yù)充電， 在電車進(jìn)站前， 充電站超級電容組被充滿， 充電裝置停止運(yùn)行， 此時(shí)充電電流為間歇式。連續(xù)電流充電方式如圖4（b）所示， 時(shí)間（tt0～tt1）， （tt2～tt3）為充電站超級電容組充電階段， 時(shí)間（tt1～tt2）， （tt3～tt4）電車進(jìn)站， 充電站超級電容組的能量轉(zhuǎn)移至車載超級電容組。充電站超級電容組在充電過程中， 充電電流連續(xù)。

最大電流充電方式下充電電流為間歇式， 充電站超級電容組充滿后需要關(guān)停充電裝置。該充電方式存在兩方面問題：首先充電功率為間歇式，對電網(wǎng)沖擊較大；其次需要反復(fù)的關(guān)停充電裝置，而PWM 整流裝置在啟動過程中存在過電流問題。而連續(xù)電流充電方式不存在這些問題， 充電功率平穩(wěn)且不用反復(fù)關(guān)停充電裝置。

2 充電站超級電容組充電控制策略

超級電容組充電裝置由PWM 整流器與隔離三電平DC/DC 變換器兩部分組成。為增強(qiáng)對電網(wǎng)的適應(yīng)性， PWM 整流裝置應(yīng)實(shí)現(xiàn)不平衡電網(wǎng)下的單位功率因數(shù)整流。先以PWM 輸出的2 路串聯(lián)相等的電壓作為三電平DC/DC 變換器輸入，然后再控制DC/DC 變換器輸出電流為超級電容組充電。充電控制策略總體框圖如圖5 所示，PWM 整流器實(shí)現(xiàn)輸出電壓閉環(huán)控制， 輸出電容電壓差均衡控制， 而DC/DC 變換器實(shí)現(xiàn)輸出電流閉環(huán)控制。

圖5 預(yù)充電控制策略總體框圖

2.1 三相四線PWM 整流器控制策略

三相四線PWM 整流器數(shù)學(xué)模型已在文獻(xiàn)[5]中進(jìn)行了詳細(xì)介紹。不平衡電網(wǎng)下， PWM 輸出電壓會產(chǎn)生二倍頻波動， 可采用正負(fù)序分離方法分別對正、 負(fù)序dq 軸分量進(jìn)行控制， 抑制輸出電壓波動。同時(shí)零序分量由輸出電容電壓差控制，三相四線制PWM 整流器控制框圖如圖6 所示。

圖6 三相四線PWM 整流器控制框圖

如圖6 所示， 輸出電容電壓差控制環(huán)路獨(dú)立于功率控制環(huán)， 輸出電容電壓差控制系統(tǒng)的給定為0， 經(jīng)PI 閉環(huán)控制后產(chǎn)生零序電流給定信號，經(jīng)零序電流閉環(huán)后產(chǎn)生零序電壓給定信號。直流母線電壓u DC 經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器閉環(huán)后， 產(chǎn)生直流電流給定信號， 再與直流電壓給定信號相乘得到有功功率給定信號。不平衡電網(wǎng)下， 正、 負(fù)序電壓電流產(chǎn)生的功率[6]為：

式中： pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序電網(wǎng)電壓的dq 軸分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為負(fù)序電網(wǎng)電壓的dq 軸 分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序并 網(wǎng)電流的dq 軸分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為負(fù)序并網(wǎng)電流的dq 軸分量；P0 為有功功率直流分量；P c2 為有功功率二倍頻余弦振蕩分量；P s2 為有功功率二倍頻正弦振蕩分量；Q0 為無功功率直流分量；Q c2 為無功功率二倍頻余弦振蕩分量；Q s2 為無功功率二倍頻正弦振蕩分量。

控制器的控制量有pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21共4 個(gè)自由度，而功率有P0， P c2， P s2， Q0， Q c2， Q s2 共6 個(gè)自由度，只能選其中的4 個(gè)功率進(jìn)行控制。有功P0 必須被控制， 為了避免直流母線產(chǎn)生二倍頻波動， 有功功率二倍頻分量P c2=0， P s2=0。為了實(shí)現(xiàn)單位功率因 數(shù) 并 網(wǎng)， 無 功 功 率Q0=0。因 此 選 擇P0， P c2，P s2， Q0， 其表達(dá)式如式（2）所示。有功功率直流分量給定由輸出直流電壓閉環(huán)得到， pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21，pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， 已知功率給定， 對矩陣M 4×4 求逆， 可以得到dq 軸電流給定表達(dá)式如式（3）所示。

式中：

由式（3）可知， 除了功率給定， 需要得到電網(wǎng)電壓dq 軸分量pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， 才能得到電流dq軸給定值。在電壓檢測過程中， dq 軸分量互相影響， 含有二倍頻振蕩。一種簡單的方法是通過添加陷波器消除二倍頻振蕩[7]， 但是陷波器減小了系統(tǒng)相角裕度， 使系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。本文采用正負(fù)序解耦合電壓檢測方法。電網(wǎng)電壓的dq 軸分量可以表示為：

式中：pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為正序、 負(fù)序分量平均值， 為有用信息； pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21為變換矩陣， 如式（5）所示。

式中：ω 為鎖相環(huán)得到的電網(wǎng)電壓矢量角頻率。

根據(jù)式（4）得到電網(wǎng)dq 軸分量檢測方法， 如圖7 所示。先由LPF（低通濾波器）濾波得到dq 軸分量平均值， 再利用該平均值對交流量進(jìn)行解耦， 從而有效減小輸出平均值振蕩。從衰減交流信號以及快速性綜合考慮， LPF 截止頻率可以選為pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21。電網(wǎng)電流正負(fù)序dq 軸分量檢測方法同電壓檢測方法。

圖7 電網(wǎng)電壓正負(fù)序dq 軸分量電壓檢測方法

如圖6 所示， 正負(fù)序電流經(jīng)dq 軸解耦后，經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器閉環(huán)控制， PI 調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)方法在文獻(xiàn)[8]中已詳細(xì)介紹。電流閉環(huán)控制后得到dq 軸電壓控制信號， 再經(jīng)式（6）的變換將dq 軸控制電壓變換至αβ 軸。零序電壓控制信號由輸出電容電壓差控制環(huán)路得到。根據(jù)αβ0 軸電壓給定產(chǎn)生三相PWM 驅(qū)動信號S abc。

2.2 超級電容組充電電流控制策略

采用隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電， 因此對該變換器采用輸出電流閉環(huán)控制策略。采用狀態(tài)空間平均法對隔離三電平DC/DC變換器建模， 得到變換器穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)為V SC=Du DC/2n， 占空比至輸出電流的傳遞函數(shù)為：

式中：n 為變壓器變比；u DC 為輸入直流母線電壓；L o 為輸出濾波電感。

隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流經(jīng)PI調(diào)節(jié)器閉環(huán)控制的框圖如圖8 所示， 其中G f i（s）為電流采樣的傳遞函數(shù)；T s 為PWM 周期?？刹捎霉こ淘O(shè)計(jì)法[9]對PI 調(diào)節(jié)器進(jìn)行設(shè)計(jì)， 將系統(tǒng)設(shè)計(jì)為典型Ⅱ型系統(tǒng)。

圖8 輸出電流閉環(huán)控制框圖

為實(shí)現(xiàn)超級電容組連續(xù)電流充電， 需要對超級電容組SOC 進(jìn)行估計(jì)。在功率應(yīng)用中， 超級電容組模型可以采用一階RC 模型等效[10]， 如圖9 所示。圖中R esr 為等效串聯(lián)內(nèi)阻，C=C0+ku 隨電容電壓u 變化。根據(jù)圖9 所示模型， 得到超級電容組的SOC 如式（8）所示：

圖9 超級電容組等效電路模型

考慮到有軌電車充電時(shí)間間隔固定， 可以假設(shè)電車充電時(shí)間間隔已知， 為時(shí)間t。電車充電完成后，充電站超級電容組SOC 可以估計(jì)出SOCInitial，而在電車下次充電前， 充電站超級電容組應(yīng)達(dá)到額定SOCN=100%的狀態(tài)， 則可以計(jì)算出充電電流如式（9）所示， 計(jì)算的電流值作為DC/DC 變換器輸出電流給定， 即可實(shí)現(xiàn)連續(xù)的充電電流。

式中：SOCN 為充電站超級電容組額定SOC；SOCInitial 為電車充電完畢后充電站超級電容組SOC；t 為電車充電時(shí)間間隔。

3 仿真驗(yàn)證

采用MATLAB Simulink 仿真實(shí)驗(yàn)對本文研究的充電站超級電容組充電策略進(jìn)行驗(yàn)證。三相四線制PWM 整流器主要參數(shù)如表1 所示， 隔離三電平DC/DC 變換器主要參數(shù)如表2 所示。采用相電壓為220 V 的三相交流為充電站超級電容模組充電， 超級電容組的額定工作電壓為700 V，額定容值為25 F， 電車充電時(shí)間為30 s， 充電時(shí)間間隔為300 s。

3.1 三相四線制PWM 整流仿真驗(yàn)證

主要驗(yàn)證PWM 整流器在不平衡電網(wǎng)下， 單位功率因數(shù)整流性能、 輸出電壓二倍頻紋波抑制性能以及輸出電容電壓均衡性能。仿真過程中，負(fù)載為28 kW 時(shí)， 在0.4 s 時(shí)電網(wǎng)變?yōu)椴黄胶?，電網(wǎng)電壓由三相對稱相電壓有效值220 V 突變?yōu)閡 a=220 V， u b=154 V， u c=88 V。B 相電壓、 電流波形如圖10 所示。電流與電壓同相位， 在0.4 s 時(shí)刻，B 相電壓由峰值311 V 突變至峰值218 V。電壓突變后， B 相電流經(jīng)過2 個(gè)周期動態(tài)調(diào)整， 重新與B 相電壓同相位。B 相電流峰值電壓跌落前為67 A， 跌落后為83 A。

圖10 B 相電壓、 電流波形

電網(wǎng)電壓變化前后的三相電流波形、 輸出電容電壓差波形以及輸出電壓波形如圖11 所示。輸出電容差在電網(wǎng)電壓對稱情況下被閉環(huán)為0，在電壓不對稱后， 輸出電容差存在低頻波動， 但是波動幅值小于1 V。在電網(wǎng)電壓突然變化后，輸出電壓突降至1 457 V， 在0.02 s 后恢復(fù)至1 500 V。仿真波形說明PWM 整流器控制策略正確， 能夠輸出滿足要求的穩(wěn)定電壓。

圖11 PWM 整流主要波形

3.2 隔離三電平DC/DC 變換器仿真驗(yàn)證

隔離三電平DC/DC 變換器直接為超級電容組充電， 主要通過仿真驗(yàn)證其輸出電流控制性能以及輸出電流給定的正確性。圖12 為輸出電流動態(tài)響應(yīng)波形， 在5 s 時(shí)輸出電流給定由20 A 變?yōu)?0 A， 輸出電流動態(tài)調(diào)整時(shí)間為20 ms， 且在動態(tài)調(diào)整過程中無超調(diào)。充電站對充電電流響應(yīng)速度不是很敏感， 可以設(shè)計(jì)為無超調(diào)系統(tǒng)， 以保證動態(tài)調(diào)整過程中不會出現(xiàn)過電流現(xiàn)象， 從而確保充電站安全。圖13 為2 個(gè)充電站超級電容組2 個(gè)充電過程的主要波形， 其中SOC 為超級電容組荷電狀態(tài)；I o_ref 為根據(jù)式（9）計(jì)算的充電電流的給定；i SC 為超級電容輸入輸出電流；u SC 為超級電容組端電壓。0～300 s 為第一個(gè)充電過程， 充電初始荷電狀態(tài)為SOCInitial=58.6%， 根據(jù)式（9）計(jì)算出充電電流為21.7 A；在300 s 時(shí)， 超級電容組SOC 充電至100%。采用350 A 電流對電容組放電30 s， 以此模擬電車充電過程。在330 s 時(shí)， 電車充電結(jié)束， 電容組荷電狀態(tài)變?yōu)镾OCInitial=37.5%，根據(jù)式（9）計(jì)算出充電電流為32.8 A；在630 s 時(shí)，超級電容組SOC 充電至100%。在充電過程中電流連續(xù)， 不存在反復(fù)啟停充電設(shè)備的情況。以上仿真實(shí)驗(yàn)說明根據(jù)SOC 計(jì)算充電電流的充電策略是正確的。

4 結(jié)語

本文對基于超級電容預(yù)儲能的電車充電站電容組充電策略進(jìn)行研究， 首先， 研究了充電裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；其次分別研究了三相四線制PWM 整流器的控制以及隔離三電平DC/DC 變換器的輸出電流控制策略。通過采用正負(fù)序電流分別閉環(huán)控制， 使PWM 整流器在不平衡電網(wǎng)下能夠輸出低脈動電壓。同時(shí)研究了輸出電容電壓差閉環(huán)控制策略， 使2 個(gè)輸出電容電壓均衡， 為后級隔離三電平DC/DC 變換器提供2 個(gè)平衡的電壓?；赟OC 的電流給定策略， 采用電流輸出閉環(huán)控制隔離三電平DC/DC 變換器為超級電容組充電， 使充電電流連續(xù)， 對配電網(wǎng)無沖擊， 且不存在反復(fù)啟停充電設(shè)備情況。Simulink 仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文所提充電策略的正確性和有效性。

原標(biāo)題:減緩配電網(wǎng)沖擊的超級電容儲能站充電技術(shù)